200 W High Efficiency 1.8 to 2.7 GHz GaN HEMT Doherty Amplifiers for Cellular

James Wong、Andrei Grebennikov和Naoki Watanabe，Sumitomo Electric Europe Ltd.；Eiji Mochida，Sumitomo Electric Industries Ltd.

根据下一代4G/5G通信系统的要求，发射机的关键部件无线电发射器以及功率放大器需要以高效率运行在一个宽频段内，来实现多频段多标准的并行。随着系统带宽和数据速率的增加，又因为瞬时发射功率的变化范围广、速度快，发射信号便具有峰均功率比（PAPR）高的特性。对于工作在宽频段的器件而言，能在最大输出功率和较低功率水平下都以高效率运作这一点非常重要，通常需要回退6dB或以下。同时，还要能覆盖到针对4G/5G系统的不同3GPP LTE-Advanced频段，其信道带宽最高可达40MHz：包括0.7到1GHz的三频段（SMH、CLR、GSM），1.8到2.2GHz的三频段（DCS、PCS、IMT），2.1到2.7GHz的双频段（IMT及IMT-e）亦或是1.8到2.7GHz的多频段。通过采用GaN HEMT技术以及创新的Doherty架构，能够实现50%至60%的平均效率，输出功率最高可达200W，从而显著降低了发射器的成本、尺寸及功耗。

对于具有四分之一波长阻抗变换器和四分之一波长输出合成器的传统Doherty放大器来说，在1.5到2.14GHz的频率范围内，从饱和输出功率处回退6到7dB至43dBm都能测得功率附加效率为31%。¹为提高传统Doherty放大器的宽带性能，输出网络可以由两个低阻抗变换比的四分之一波长阻抗逆变器来组成。²针对宽带合成，可以用具备不同特性阻抗及电长度的多段传输线来替代固定特性阻抗的四分之一波长输出传输线，从而得以覆盖2.2到2.96GHz的频率范围。³这种情况下，可根据频率决定所需最优阻抗，通过应用简化实频技术实现宽带匹配。不过，整个Doherty放大器系统的非线性优化使得设计复杂、难以仿真，并导致最终电路板成品尺寸很大。

在760至960MHz的低频段内，应用改进的合成方案于峰值路径中使用两条四分之一波长线，能够实现350W的高峰值功率。⁴在2.5至2.7GHz范围内采取非对称Doherty架构，可实现饱和功率大于270W，线性增益大于13dB，且在8dB回退时漏极效率大于45%。

实现宽带性能

如果一个Doherty放大器的所有组件都能在所需工作带宽内提供相应特性，那么就可以实现多波段。例如，当把输入匹配电路设计为宽带时，载波和峰值放大器应满足宽带、高效率的性能。负载网络通常为一个包含两到三个匹配电路的低通集总或传输线结构。因此，鉴于所需频率范围内给定器件阻抗非常低，匹配电路（尤其是输入匹配电路）需要部分封装在器件内，平均输出功率才能达到40W及以上。

图1为某设备的等效电路及封装引线框架，其封装内部具有输入匹配元件，内部输入匹配电路的输入端加有小信号|S₁₁|。由Sumitomo Electric Device Innovations制造的50V设备具有六个并联的15W GaN HEMT基本单元，能够在1.8至2.7GHz的整个频段内提供超过80W的合成饱和输出功率。三段式微带变压器采用氧化铝衬底，介电常数高达250，厚度为0.16mm，结构紧凑，器件输入阻抗可转换为10Ω，|S₁₁|小于-25dB。

图1、封装器件的等效电路（a）及|S₁₁|性能（b）

宽带工作所需的多波段阻抗变换器通常由具备不同特征阻抗的N级联传输线（N≥2）结构来表示。⁶例如，为将25Ω的输出阻抗与50Ω的负载阻抗相匹配，宽带输出变压器可以由两段微带线来实现，其中两个四分之一波长段的特性阻抗分别为30Ω和42Ω。如此便可以实现在2至2.8GHz范围内，输入阻抗幅值在±0.5Ω内变换，相位变化为±1度。这样一来同时覆盖了2.1GHz（2.11至2.17GHz）和2.6GHz（2.62至2.69GHz）的WCDMA/LTE频段。⁷同时，在1.9GHz至2.9GHz的1GHz带宽范围内可达到±1Ω的幅度变化和±2度的相位变化，这就意味着若将中频频率降至2.3GHz即能够实现三频段同时工作，也即包括了额外的1.8GHz DCS/WCDMA/LTE频带（1805至1880MHz）。

图2a为AB类单端80W GaN HEMT功率放大器的简化原理图，带有外部输入及输出匹配电路，工作频率范围为1.7至2.7GHz。集成于RO4350基板上的输入和输出匹配电路代表了一个两级微带线变压器，两部分分别具有不同的特性阻抗和电长度。经由匹配网络，器件输入和等效输出阻抗共轭匹配。采用这种设计，在1.8至2.7GHz范围内测得1dB压缩点（P1dB）输出功率大于48dBm，功率增益大于12dB，漏极效率超过52%，如图2b所示。此前曾有文献报道，采用商用45W GaN HEMT晶体管，在1.9到2.9GHz之间的漏极效率可超过60%，其中频率范围内最高效率所对应的阻抗和元件最优值由简化实频技术来确定。⁸

图2、具有宽带共轭匹配的AB类功放（a）及其测试性能（b）

经典的两级Doherty放大器在低功率区域带宽有限，因为当峰值放大器关断时，必须完成从25到100Ω的阻抗变换。这就导致在3dB输出功率降低时，耦合品质因数Q_L==1.73，这个数值对于宽带而言高了。在高功率水平下，通过使用宽带输出四分之一波长变换器来实现载波和峰值放大器的宽带输出匹配，可以最大化频带宽度。

图3a为传统两级Doherty放大器的电路图，该放大器采用20mil RO4350基板并应用了两个80W GaN HEMT功率晶体管，内部输入匹配，且为金属陶瓷法兰封装。

输入和输出匹配电路是具有不同电长度的微带线以及用于二阶架构的特性阻抗。输入分路器是Anaren的宽带耦合线耦合器（型号X3C17A1-03WS），在690到2700MHz上最大相位平衡为±5度，幅度平衡为±0.5dB。图3b描绘了五种带内频率下测得的功率增益和漏极效率。1.8至2.7GHz上的功率增益超过9dB，在3dB压缩点（频段的高端除外）对应输出功率下的漏极效率约为60%，在6dB回退点为40%至50%之间。考虑到传统结构的带宽限制，Doherty效应在整个频带内不显著，在较高频率下效率较低。

图3、采用双路封装晶体管的Doherty功放（a）及其测试性能（b）

反相Doherty放大器

图4为搭载了阻抗变换器的反相宽带Doherty放大器的示意图，其中阻抗变换器用四分之一波长线与峰值放大器相连。如果对于低功率区，根据晶体管特性不同，在峰值放大器的输出端形成短路比断路容易，那么这种架构会很有用处。⁹此例中采用四分之一波长线来将偏置线极低的输出阻抗转换为负载结的高阻抗。考虑到峰值放大器器件封装的寄生效应，可以对输出匹配电路和偏置线进行优化设计，以使得放大器在高功率区输出功率实现最大化，同时在低功率区接近短路。¹⁰

图4、宽带反相Doherty功放

为了更好地理解反相Doherty放大器的工作原理，我们来看一看峰值放大器关断时的负载网络（见图5a）。在低功率区域，电长度为θ的偏置线的相位调整导致峰值放大器短路（理想情况下为0Ω），同时匹配电路按需对偏置线完成阻抗转换，从25Ω到载波器件在6dB功率回退点的高输出阻抗Z_out（理想情况下，四分之一波长变换器可实现100Ω），如图5b所示。可以看到，四分之一波长线末端的短路转换为其输入端的开路，以防止峰值晶体管关断时功率泄漏到峰值电路。在大功率区，载波和峰值放大器均在50Ω环境中并联工作，输出四分之一波长线的特性阻抗为35.3Ω，可将25Ω转换为50Ω负载。

图5、负载网络（a）和阻抗变换（b）

通过应用这种配置和两个商用10W GaN HEMT功率晶体管，可设计得到宽带反相GaN HEMT Doherty放大器，实现平均漏极效率47%，平均输出功率38dBm（饱和功率44dBm）以及1.8到2.7GHz之间功率增益超过11dB。^7,11峰值放大器关断时负载网络不同点的阻抗如图6所示，其中Z_match（见图6a）表示1.8至2.7GHz频率范围内负载网络输出端的低电抗，在中心频率处接近零，而在工作频率接近边缘时带有一些感抗和容抗。在频率较高的情况下，通过使用四分之一波长串联传输线可使得频带内开路环境具备足够高的感性和容性电抗，如图6b中的Z_peaking所示。因此，反相Doherty结构的宽带性能可以在现实应用中实现。

图6、1.8至2.7GHz上，峰值放大器的Z_Match（a）和Z_Peaking（b）

图7a所示为载波放大器的负载网络等效电路，其阻抗Z_carrier的实部为10Ω左右（见图7b）。考虑到器件的输出并联电容C_out约为5pF，而串联输出电感L_out由键合线和封装引线框架电感决定，器件多谐波电流源在1.8至2.7GHz频率范围内的阻抗位于宽带输出阻抗变压器的输入端，由5Ω增加2倍，足以在回退输出功率水平上实现高效率。此时，器件输出电容和键合线电感构成低通L型匹配电路，增加了器件内部多谐波电流源在基频处的负载阻抗。

图7、载波放大器匹配网络（a）和负载阻抗（b）

图8为小信号|S₁₁|和|S₂₁|对频率的仿真结果，体现了改进后的反相传输线GaN HEMT Doherty放大器的带宽能力——覆盖了1.6至3GHz，功率增益大于11dB。

图8、仿真小信号S参数与频率

三频段Doherty放大器的性能

图9为传输线GaN HEMT三频反相Doherty放大器的大信号功率增益和漏极效率仿真结果，该放大器采用了20mil RO4350基板，载波栅极偏压V_gc=-2.5V，峰值栅极偏压V_gp=-5.5V和直流电源电压V_DD=50V。该设计的输出功率大于53dBm，且在整个1.8至2.7GHz范围内的线性功率增益大于10dB。在1.85、2.15和2.65GHz三个频段的中心处，对饱和及7dB回退点的漏极效率仿真结果大于50%，其中低频段的最大漏极效率超过了70%，在整个频段上峰值效率则于6dB附近的最大输出功率回退点处达到。

图9、宽带反相Doherty功放的仿真功率增益和漏极效率

这款三频反相Doherty放大器的测试板采用20mil RO4350基板制成，搭载了两枚内部输入匹配的金属陶瓷法兰封装80W GaN HEMT功率晶体管。输入分路器采用AnarenX3C17A1-03WS宽带90度混合耦合器，在690到2700MHz，最大相位平衡为±5度，幅值平衡为±0.5dB。输入匹配电路、输出负载网络以及栅极和漏极偏置电路（端部均有旁路电容）都是具有不同电长度和特性阻抗的微带线。封装的GaN HEMT器件的输出引线电感减至最小。

图10展示了五种频率下，传输线GaN HEMT反相Doherty放大器的测量功率增益和漏极效率。1.8至2.7GHz上的功率增益超过了9dB。在整个频带内，测得饱和时（P_3dB）的漏极效率大于55%，在7dB回退点的漏极效率约为50%，在低于1.95GHz的频段内最大漏极效率超过70%，峰值效率点位于6dB最大功率回退附近。表1列出了四载波GSM信号和PAPR为8dB的10MHz LTE信号同步传输的测试条件。运用内部数字预失真（DPD）线性化方法可实现漏极效率51%，平均总输出功率45.5dBm（GSM信号18.2W、LTE信号17W）。对于双频DPD以及四载波GSM信号，带外互调电平低于-70dBc。采用10MHz LTE信号时，相邻信道泄漏比（ACLR）高于-57dBc（见图11）。

图10、宽带反相Doherty功放的测试性能

图11、对于10MHz LTE信号，反相Doherty放大器的DPD线性化

小结

为实现在多频段、多标准下工作，LTE和5G基站要求功率放大器在越来越宽的频率范围内高效率运行。通过使用GaN HEMT晶体管和创新的Doherty架构，可实现三频段覆盖（1.8至2.7GHz），功率达200W，平均效率为50%至60%，并能够显著降低发射器的成本、尺寸及功耗。

参考文献

（略）