Compact CPW-Fed Dual-Band Linearly and Circularly Polarized Monopole Antenna for WiMAX and WLAN

Qiang Chen, Hou Zhang and Xue-liang Min, University of Airforce Engineering, Xi’an; Lu-Chun Yang, China Mobile Ltd., Shenzhen

(注：点此阅读包含图、表、公式、参考文献的全文）

紧凑型双频带线极化和圆极化单极天线采用倒L形不对称接地平面，由共面波导（CPW）馈电。倒L形带在接地平面和单极子中产生与最初线极化（LP）所不同的正交分量。通过在接地平面嵌入狭缝，该天线实现了宽阻抗带宽和圆极化。测量表明，3.3至9GHz的10dB带宽为92.7%，5至9GHz的3dB轴比（AR）带宽为57.1%，能够覆盖5.725至5.85GHz的WLAN频段。同时，还可实现覆盖3.3至3.7GHz WiMAX频段的线极化。与其它近期研究相比，本天线的关键特征在于轴比和阻抗带宽更宽，以及结构更简单紧凑。

圆极化辐射广泛应用于通信、雷达和电子对抗领域^1-3。为实现圆极化，人们提出了多种印刷单极子方案^4-10。Augustin和Denidni⁴设计了一种具有梯形结构的多波段共面单极天线。Wang和Hisao⁵提出了利用非对称接地平面，通过简单地调节共面波导接地平面宽度从而在1.57GHz处激发圆极化。Ghobadi和Dehmollaian⁶在简单印刷单极子中引入了两个不同长度的臂来实现圆极化。此外，还有采用接地平面开缝⁷、四凹槽⁸、U形和E形槽改变馈电点位置⁹、单级子开槽¹⁰、S形槽¹¹、接地平面上的倒L切口以及三个Wilkinson功率分配器组成的馈电网络¹²。以上都是制造圆极化单极天线的各种方案。

由于这些方案所实现的圆极化带宽都很窄，又有一系列宽带圆极化单极天线被提出来^13-16。Kumar和Harish¹³介绍了一种带有功分网络的单极缝隙天线，调节其缝隙大小可实现30%的轴比带宽；但同时它尺寸很大，几何形状复杂。通过并排对准倒L形带，并在接地平面上切割出倒L凹槽，可实现大于30%的圆极化带宽¹⁴。月牙形¹⁵和犄角形¹⁶的单极天线同样能够实现宽带圆极化辐射。然而，大多数具有缝隙和短截线或是内置有复杂结构^13-18的宽带圆极化单极天线尺寸都很大。

本文提出了一种新颖的紧凑型双频线极化和圆极化单极天线，它具有倒L形单极子和非对称接地平面，可用于WiMAX和WLAN。 

天线结构

共面波导馈电单极天线最终的几何结构如图1所示。天线印刷在介电常数为4.4、损耗角正切为0.02的FR4基板上。通过在非对称接地平面左侧蚀刻一道狭缝，可激发宽带圆极化并实现良好的阻抗匹配。为了取得更宽的阻抗带宽，我们在不对称接地面以及单极辐射器的底部加入了阻抗匹配结构。通过调整倒L形带的尺寸以及接地平面狭缝的长度可得到两个相邻的圆极化模，从而实现宽带圆极化。为了在保持回波损耗优于10dB的同时最大化3dB轴比带宽，我们采用HFSS对倒L形带、狭缝长度和CPW馈线的尺寸进行了最优计算（参见表1）。

图2所示是对本设计进行验证的过程中构建的四个原型。图3a和3b分别比较了它们的S₁₁和轴比。对于传统单极子而言，由于垂直方向上辐射强度弱，因此难以产生圆极化。这一点在图4a中由电场矢量所体现。两个接地平面的垂直电场矢量朝向相反方向，叠加导致垂直分量很小。因此，图3b中可以看到具有较大轴比值的水平线性极化（天线II）。

一般来说，圆极化由两个具有相同振幅和90°相位差的正交E矢量生成，定义如下：

其中E是瞬时电场矢量，E_Hor和E_Ver表示水平和垂直平面中对应的电场矢量，δ为相位差。若E_Hor与E_Ver振幅相等，δ等于±90度，则极化波为右旋圆极化（RHCP）或左旋圆极化（LHCP）¹⁸。极化特征可通过轴比来体现，分为RHCP或LHCP^19-20，并由下式表达：

线极化、圆极化和椭圆极化（EP）为极化的三种形式。要实现完全线极化，轴比需要无限大；完全圆极化则需要轴比为0dB；椭圆极化则处于二者之间。由于轴比为0dB的完全圆极化波为理想情况，通常可认为圆极化轴比值小于3dB。

装有倒L形带馈源的不对称接地平面能生成E_Hor和E_Ver，但同时也会激发椭圆极化。因此，我们采用一个左接地面开有水平缝隙的不对称接地平面来产生具有90度相位差的两个正交模。如此一来，E_Hor和E_Ver的振幅几乎相等、相位差为90°，从而激发圆极化（参见图3b及4b中的天线III和IV）。如图4b所示，垂直极化分量由不对称接地平面生成，后者在右接地面中产生垂直磁场矢量。为了实现更宽的阻抗匹配带宽，我们引入匹配结构，改进结果可见图3a（天线IV）。 

参数分析

圆极化主要取决于倒L形带的尺寸、接地平面的高度以及狭缝的长度。图5显示了HFSS优化后每个正交极化的表面电流分布情况，最优尺寸列于表1中。

图6显示了7GHz下L₁和d对天线阻抗匹配和轴比影响的MATLAB仿真结果。仿真及分析表明，L₁=6.25mm且d=3.25mm时达到最佳阻抗和轴比特性。不同L_f值对应的S₁₁和轴比曲线如图7所示。当L_f从21mm变化到23mm时，可以看到阻抗匹配变好且S₁₁极小值下移。同时，无论L_f大于或小于22mm，圆极化性能指标都会变差。S₁₁和轴比的最优情况都出现在22mm左右。图8为不同S_y值所对应的S₁₁和轴比曲线。当S_y增大时，反射系数曲线的第二谐振频率向上移动。第一和第二圆极化模也向上移动，加宽了轴比带宽。为了同时实现良好的反射系数和轴比，必须在选择S_y时进行权衡；S_y值约为2.75mm时，达到最佳S₁₁和轴比特性。

图9截取了5.6GHz时贴片的磁场由0度旋转至270度过程中四个不同时刻磁场矢量分布情况的仿真结果。随着时间的增加，磁场矢量顺时针旋转，表明z>0时为LHCP，即空间上半部分。相应的，RHCP对应z<0或空间下半部。 

仿真和测量

我们通过HFSS对天线完成了仿真，并依照表1的最优尺寸进行制造。仿真情况下和实际测得的天线S₁₁和轴比值与频率的关系如图10所示。3.3至9GHz对应实测和仿真阻抗带宽为92.7%。对于5至9GHz，中心频率7GHz，圆极化带宽为57.1%。这一性能表现可实现5.725至5.85GHz WLAN频段的全覆盖。同时，线极化可覆盖3.3至3.7GHz的WiMAX频段。可以看到除了由于SMA连接器质量不好以及制造公差所导致的出入之外，仿真和测量结果极为一致。

图11描绘了3.7、5.6和8.3GHz时xoz及yoz平面上天线辐射方向图的仿真和测量结果，两者非常接近。当工作频率较低时，天线垂直极化，辐射图呈槽状；在较高频率上，天线以RHCP/LHCP极化的片状图样辐射。究竟是LHCP或RHCP取决于观察点是从+Z方向（上半球）还是-Z方向（下半球）。增益和效率与频率的关系如图12所示。 

小结

紧凑型双频带线极化和圆极化单极天线通过结合倒L形带和水平狭缝，实现两个相邻圆极化模的耦合，从而得到较宽的3dB轴比带宽。仿真结果显示10 dB阻抗带宽为92.7%（3.3至9GHz），3dB轴比带宽为57.1%（5至9GHz），且与测量数据吻合良好。