Insights Into Digital Predistortion System Design

Paul Turner，Systems4Silicon有限公司，英国布里斯托尔

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本文提供了成功实现数字预失真（DPD）系统工程设计所需的深入见解，揭穿了一些常见的误解，并提供了真实的DPD性能示例。

近年来用于功放线性化的DPD技术性能进步在很大程度上是受到移动通信领域的需求驱动，尤其是每一代通信标准中对更高功率效率、更高频谱效率和更高数据吞吐量持续不断的追求。3G、4G和5G等标准所采用的复杂调制方式所需要的传输线性度大大超过功率放大器单独所能提供的水平。这要求线性化技术必须能够满足相关标准规定的频谱发射和调制误差要求中对带外和带内失真水平的严格规定。

由于5G中的许多应用实例都要求很高的调制带宽，这类应用实例往往会导致功率放大器（PA）所表现出的非线性程度和复杂性增加，这使得DPD技术在其中具有很高的实用性，也使重点转到在功率放大器的设计中确保其非线性度在线性化器的校正能力范围内。此外，尽管5G的调制方式频谱效率高，但其提供的数据速率极高，使其在传输中相对于先前的标准会大量耗能。许多无线基础设施站点的供电能力有限，而且这些供电网络还要继续为现有的2G/3G/4G基础设施供电，更不用说功耗所带来的环境问题。这些因素使得DPD提升5G发射机功率效率进而相应的节省资金和运营成本的能力更显重要。

移动通信行业开创的最新一代DPD解决方案现在正越来越多地应用到其他领域，包括广播、卫星和私有移动通信等。因为它们也相继采用更复杂的线性调制技术来追求更高的频谱效率。

DPD工作理论

图1显示了一个简化的DPD系统架构。前向信号通路包括无线物理层（PHY）、DPD、数模转换、RF上变频和目标PA，而反馈（或称观察）通路则包括RF下变频和模数转换。

用基本术语来说，DPD通过增大输入波形来补偿PA对波形的压缩。图2显示了典型的放大器压缩特性，从中可以看出，在该特性下，电平为P_in的输入信号会受到1dB的输出压缩（P_1dB）。为了补偿压缩特性的影响需要将输入信号增大3dB，这时输出功率就正好等于线性特性下P_out（lin）所提供的功率。

图3展示了如果在当前基础上，额外再增加0.5dB线性输出时（即达到P_out（lin）+0.5）将面临的情形。这个新的工作点需要额外增大3.5dB输入，也就是总的输入信号增大6.5dB，此时输出功率将恢复到线性特性所提供的功率。但是现在驱动电平增加到PA饱和点（该点处PA的输出特性具有接近零或等于零的斜率），并且进一步增大输入信号也不会增加输出功率。这展示了预失真器设计中的一个重要概念，即所需的输入信号增大量，通常随驱动电平呈指数增长。而一般情况下并不希望PA在处于饱和或接近饱和的情况下工作。饱和状态工作对于预失真器自适应算法来说是很可能会出问题的，并且较高的信号增大量会消耗数字系统动态范围，从而提高相关的本底噪声。

预失真器设计中可能最常见的问题就是如何确定校正（正向）路径带宽。图4a显示了双音测试下PA非线性输出频谱，仅可见三阶和五阶互调失真项（IMD3和IMD5）。虽然非线性预失真理论不在本文的讨论范围之内，但该理论表明要完全校正互调失真，实际上需要如图4b所示的只含奇数阶项的无穷级数构成的校正信号¹。当然，在任何实际系统中都没有无限的校正带宽，因此必然需要折衷。实际上，高于某个阶数的校正项只能带来微不足道的性能提升。

图5a给出了用于宽带传输的无线性化功率放大器输出频谱。对PA输入波形校正项级数进行截断后的影响是在输出中引入残留失真“凸点”（图5b）。选取最佳的校正带宽可将这种残余失真的程度降低，直到其处在指标规范加适当余量范围内的程度。

基带校正带宽相对复合调制带宽的倍数会因为应用和性能要求的不同而有较大变化，但通常为4到5倍（例如5倍时，它可包含所有五阶预失真乘积项）。发射机的数字和模拟前向信号通道都必须保持此带宽，才能如实地在PA输入端口实现所需的校正信号。因此对于100MHz调制带宽的系统，则根据校正带宽使用4至5倍的准则，从基带预失真器到PA输入端口都需要支持400至500MHz带宽。

尽管仿真在确定给定方案所需的校正带宽方面有一定的作用，但由于该问题具有非线性半实物（硬件在环）的本质，因此唯一能可靠确定带宽的方法是在DPD控制回路中加入PA硬件进行实验评估。对于哪种校正带宽可以达到所需的频谱发射和调制误差水平，该方法可给出明确的答案。幸运的是，通常可以使用现成的信号处理和无线收发机评估板来实现这一目标，而无需承担系统原型开发的成本。

图6展示了最新一代数字预失真器可达到的性能水平。混合模式信号（4G加上2G多载波）的总瞬时带宽为40MHz。它展示了在当前成本控制的驱动下，向共享无线基础设施方向的发展，也展示了对任何数字预失真系统都极具挑战性的复合信号用例。Doherty功放的平均输出功率为46dBm，图中曲线显示了启用和未启用线性化时的性能。对于这个应用情形，三阶互调失真的性能相比高度非线性的起点提高了30dB。值得一提的是，DPD对4G信号在线性化之前，还明显起到对放大器增益斜率的带内均衡作用，这是支持DPD的系统的附带好处之一。

图6显示了预失真器对带外频谱发射的作用，而图7则显示了线性化同时带来的带内失真改善。该图显示了线性化前后64QAM载波的发射星座图。预失真器消除了PA引入的AM-AM和AM-PM失真，而这些失真会增加调制误差，如图7a所示。对于该示例调制误差比提高了约6dB。

虽然DPD提高了功耗效率，但与校正引擎、自适应处理、前向路径和反馈路径增加的带宽等相关的线性化子系统当然也会消耗额外的功率。根据传输标准、目标技术和所追求的性能水平不同，预失真系统所消耗的功率会有很大差异。对于宽带4G/5G应用来说，非常粗略的估计大约是3W。对于诸如小基站和MIMO等较低发射功率的应用，应具体确定该数字以确认预失真可以带来净效率的提升（假设DPD没受到诸如频谱发射合规性等其他强制要求的影响）。

反馈路径

预失真器设计中不可避免的情况是：反馈路径的线性度决定了可用性能的上限。由于反馈路径在控制环路内，因此预失真器会产生一个受反馈路径非线性度影响的校正信号，进而将其影响传递到发射输出信号上。在硬件设计阶段需要特别注意反馈路径的线性度，包括数据转换器的线性度，以确保不影响性能。与常规接收机设计相比，反馈接收机信号通路的线性度比SNR（信噪比）更为重要。

类似的考虑适用于任何线性反馈路径上的失真。例如增益和相位的浮动，如果没解决好，它们就很可能会叠加到发射信号通路上。反馈信号通路的数字线性均衡可用于减轻这种影响，尽管单独地表征反馈接收机的响应可能很棘手。

常见的误解是反馈路径带宽应等于前向路径校正带宽。实际上反馈信号通路的设计要求是应覆盖足够的失真阶数，以达到能构建前向通路校正信号的程度就够，因此该反馈信号通路带宽可以小于前向通路。图8显示了两个具有相同瞬时带宽的波形。图8a中的图像包括两个窄带载波，很明显三阶和五阶交调失真项出现在离散位置上。为了捕获五阶交调（IMD5）的信息，反馈路径必须是瞬时带宽的5倍。在这种情况下，反馈带宽必须等于前向通路的带宽。

现在考虑图8b中显示的一个类似噪声的宽带载波，其失真产物是分散的，会落在调制带宽之内和之外。如果反馈带宽小于调制带宽的5倍，它仍然将捕获一定比例的IMD5（以及更高阶的失真项）。对于这种情况，使用小于前向通道的反馈带宽是可能的。在实践中，应根据试验来设计反馈路径带宽，因为受限带宽可以减少算法收敛时间，这可能是也可能不是设计考虑因素之一。

性能优化

为了从数字预失真器获得最佳性能，必须考虑和解决硬件缺陷和非理想情况（不仅是PA的非线性），否则它们会降低校正水平。模拟信号正向和反馈通路上增益和相位斜率不平坦度、本地振荡器相位噪声、直接转换增益和相位不平衡度、载波泄漏、PA增益浮动和控制环路时序变化都会降低性能。更复杂的DPD解决方案会结合多个子系统来纠正这当中大多数（如果不是全部）的非理想特性。确实，预失真器设计成败的最大挑战之一就是协调这些校正子系统的工作，以避免它们之间的不利相互作用，并使主要的非线性校正引擎仅作用于PA的非线性。

值得特别注意的是放大器的记忆效应，也就是PA输出是当前输入信号及其过去历史信号的函数。记忆效应的来源多样，包括²：

•在整个调制带宽内，增益随频率变化。

•晶体管电源变化（例如，漏极电路在调制频率下的非理想响应）。

•热效应：器件结温变化会改变调制包络频率下的非线性特性。

•电荷陷阱效应。所有的半导体材料和界面都倾向于捕获并随后在晶体管沟道内发射电荷（空穴和电子），从而导致电流的变化不仅取决于瞬时器件电压，还取决于电压信号的历史情况。与5G相关的是用于宽带发射的GaN晶体管的日益普及。与传统的LDMOS相比，GaAs和GaN等化合物半导体对电荷陷阱的敏感性更高。

如果硬件中出现的记忆效应超过DPD的校正能力，则线性化性能将大大降低。这正是可扩展（基于FPGA）DPD的一个优势，因为它可以通过增加校正引擎的复杂性以适应PA的记忆深度。但是这确实会消耗额外的信号处理资源，因此在可行的情况下，设计PA来最大程度地降低记忆效应是首选方法。

图9展示了预失真器形式的校正子系统的工作效果，该校正子系统具有自动抑制直接变频发射机中的模拟正交调制（AQM）增益和相位不平衡度导致的载波镜像信号的能力。显然，校正算法对AQM的本振（LO）泄漏具有较高的抑制能力。最好的DPD系统具有对前向和观察通路相关的载波镜像和LO泄漏独立校正的能力，从而防止将观察通路校正信号强加到发送通路的输出信号上。

在将辅助数字校正引擎放置在前向通路中时需要格外小心，因为系统的非线性意味着校正可能并不能简单叠加。例如上述旨在解决AQM缺陷的补偿器应位于预失真器之后，而不是之前，以确保补偿后的校正信号不受非线性影响。

最新一代的设计精巧的预失真器可以通过反馈路径形成的控制环路提供线性化以外的系统优势。除了线性均衡、载波镜像和LO抑制等上述示例外，DPD还可以集成对PA增益随温度变化进行补偿的功能。此外，在诸如波束成形或MIMO之类的多发射机应用中，还可以设置在每个发射链相关联的预失真器之间切换的公共反馈路径，从而实现信道之间的增益和相位对准。

峰值因数降低

像DPD一样，峰值因数降低（CFR）也可以提高PA效率。因此在这里值得简要概述。CFR改变输入信号以降低其峰均功率比（PAPR），从而以提高带内调制误差（仍然在系统要求范围内）为代价换来信号峰值功率电平降低。由于功率放大器的峰值功率处理能力是固定的，因此峰均比值降低意味着可以在更高的平均功率水平下工作，从而提高功放效率。CFR不可避免的需要了解底层的传输标准和载波配置。

CFR的功能在图10中进行了展示，其中显示了仿真得出的64QAM卫星承载系统中CFR配置为以10^-5的概率提供5dB PAPR时的互补累积分布函数（CCDF）。当代系统中采用的类似噪声的线性调制信号具有很高的PAPR，而CFR可以为其提供超过5dB的峰值降低，从而能显著提高效率。

相比之下，DPD则是通过提供一定程度的PA线性度来提高效率，否则线性度的要求将使得PA在大幅功率回退下使用或指标过度提高，从而对功放晶体管的尺寸和成本产生不利影响。与CFR相比，DPD更无需关心底层的调制方式，并且可以在不了解特定传输标准的情况下从所施加的复合信号的特性中得出校正信号。CFR和DPD是独立但又互补的技术，可以一起使用或单独使用。

总结

很重要的是要认识到一个事实，DPD系统设计是预失真器（还有CFR，如果使用了的话）、射频平台以及尤其重要的PA之间的协同设计工作。虽然最新一代的DPD能纠正复杂的非线性和硬件缺陷，但它消耗的数字资源（FPGA或ASIC存储器、寄存器和乘法器）也可能代价高昂。因此设计中希望将PA特性（例如记忆效应）保持在预失真器的校正能力范围内。也应避免PA在最大预期信号驱动电平处出现饱和，因为预失真器内的信号增大量无法补偿饱和情况下的非线性。采用线性功率放大器不是必要的，但功放应设计为能处理输入峰值功率。如果采用了CFR技术，则它将决定该峰值功率大小。将该技术应用于专门被设计为可线性化（即考虑了DPD系统设计）的功率放大器而不是任意一款放大器时，可获得最佳效果。