The Maximally Efficient Amplifier

Gareth Lloyd, Rohde & Schwarz, Munich, Germany

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射频前端 (RFFE)的用电效率是所有无线电产品的重要指标，无论它们是用电池供电的还是用电源供电的，较高的用电效率都很重要。对于电池供电的器件和设备来说，最大程度地降低其耗电量可以延长电池充电的时间间隔；而对于用电源供电的设备，用电效率则会对产品的更多特性产生影响，例如设备的耗电量、设备的体积和重量等。由于这些显而易见的原因，工程师们发明了各种各样的射频放大器结构，希望能把无线电发射机浪费的电量降低到最低。不过，虽然各种方法都能不同程度地起到提高放大器用电效率的作用，但是其中有些方法是在无法实现的工作模式上设计的，有的则没能充分利用好器件的各种性能。

已调放大器

人们用已调放大器电路上正弦波电压的波形特性和其准线性工作模式的细微差异，来描述射频放大器特性，并据此把射频放大器分为A类、AB类、B类，和C类等¹。图1是用受控电流源实现的大功率放大器的一个简化模型，在频域范围内，我们可以简单地看一下这个模型在三种频率上的工作情况：

§   直流：直流电流流过低通滤波器和受控直流源（在本文的剩余部分会用“器件”这两个字来代表受控直流源），图中的带通滤波器和高通滤波器会把直流电流流向电路中任何其它部分的路径隔断。

§   基波频率：流经器件的射频信号的基波频率分量按照设计只会流向阻抗为Z_负载的负载，在器件和负载上产生电压。

§   谐波频率：模型电路中的高通滤波器会把流经器件的谐波电流都短路掉，也就是说，经过器件的信号的任何谐波分量所能“看到”的是一个零阻抗，不会在其上产生电压。

器件上的电压只有直流电压和基波频率（正弦波）电压这两个分量，器件上的电压是V_d，流经器件的电流是i_d，电压和电流都是正弦波周期信号，两个波形有重叠的时间就是器件有功率消耗的时间。图2是A类放大器（放大器中最简单的类型）的功率消耗随时间变化的三种情况。当放大器输出信号的功率逐渐降低时，器件所消耗的功率会慢慢趋向一个固定值；当放大器输出信号的功率提高时，器件所消耗的功率就会降低。器件消耗的功率是图2中功率消耗曲线下的面积（图2中最下面的三个图）。无论放大器输出信号的功率是高还是低，供电电路给放大器提供的总能量是固定不变的。以图2中的A类放大器为例，从图a到图c，当放大器输出信号的功率不断提高时（V_d和i_d的峰值越来越高），器件所消耗（浪费）的功率就会不断下降——阴影的面积越来越小（请注意这里所说的放大器是包括受控电流源（器件或晶体管）和放大器电路的整体，而器件则只是指受控电流源。器件消耗的功率是被受控电流源所“浪费”而没有用于放大射频信号的能量）。

提高放大器效率的技术

那些旨在提高放大器效率的技术对效率提高有怎样的帮助呢？从按照降低已调放大器浪费功率的技术对放大器进行分类的角度看，这些提高效率的技术只涉及到器件本身，而与诸如谐波负载电路或调谐电路之类的外围工作电路无关。有三种技术可以提高单端结构的射频放大器的效率：波形设计技术，供电调整技术，负载调整技术。

波形设计技术——这种技术是当电流流过A类到C类放大器的器件时，改变电压和/或电流的波形。方法是用一种可以预见但是有限的方式在放大器的直流和基波电流中引入谐波频率的电流，从而达到改变电流波形的目的。或者，可以在放大器的输入端或输出端注入谐波分量，通过改变流经器件的电流中谐波分量的比率的方法来改变电流波形。为了让电流的谐波分量能够对电压的波形产生影响，放大器的电路在谐波频率上必须能呈现出非零的阻抗值。在受限制的条件下，电压波形和电流波形可以同时是方波，但它们的极性相反，这样，在任意时刻，只要这两个波形中有一个波形的值为零，那么器件所消耗的功率就为零。这种零功耗的设计技术至少是可以应用在器件上的，不过，也可以用在系统的其它地方。

调整供电状态——调整给器件供电的电压V_供电的平均值或电压包络。对于一个理想的器件的情况，V_供电的值应该是电压波形的均方根值，这样的设计可以让V_d的最小值为零。

调整阻抗状态——可以对负载在基波频率上对器件所呈现的阻抗Z_负载的值进行调整，理想的情况是，当对Z_负载的值进行调整以后，V_d的变化范围可以在0伏和2倍的供电电压之间。

图3是用B类放大器的信号波形为参考，举例说明了这些提高放大器效率的方法所产生的效果。与使用完整正弦波波形的A类放大器相比，B类放大器的波形是半正弦波的。当电流的峰峰值变化幅度相同时，A类和B类放大器中的基波电流也会是相等的。用B类放大器的波形为基础进行设计的原因是上述三种提高放大器效率的方法它都适用。与之相比，只用调整阻抗状态这一种方法是不能改善A类放大器的效率的，这是因为无论阻抗状态如何，A类放大器消耗的功率是不变的。

对A类放大器的研究

本文的目的之一是举例说明改善和提高放大器效率的办法，以便设计人员能以最优的方式使用这些办法。就A类放大器来说，它并不是一个没法进行优化的类型。图4显示的是A类放大器的电压、电流、功率消耗随时间变化的波形，如图所示，使用波形设计和调整供电的方法都能提高放大器的效率，而用调整负载状态的办法则没有效果。但是，在图4(b)中，我们可以看到，使用波形设计技术可以把A类放大器的全正弦波波形转化为B类放大器的半正弦波波形，这时我们再参考图3，就知道这种经过波形设计技术由A类放大器转化过来的B类放大器是可以用调整负载状态的办法来提高效率的。

如果一个器件不能用增加所需谐波分量办法——例如，一个器件的工作频率已经靠近其上限频率而不能再增加谐波分量的情况，实现的波形设计技术进行优化的话，那该怎么办？在这种情况下，如图4(c)所示，可以用调整供电状态的办法进行优化（尽管这种方法和调整负载状态的方法组合在一起，效果有时适得其反）。调整负载状态的办法会增加电压的峰峰值，这会降低调整供电状态的可用范围。为了应对这个难题，如果调整阻抗状态会降低调整供电状态所带来的效果，那么用与常规调整阻抗状态相反的做法来调整阻抗状态——不把阻抗调到导致电压峰峰值达到最高的最大阻抗值，而是把阻抗调到导致电压峰峰值达到最低的最小阻抗值，会有什么结果呢？这种情况的效果体现在图4(e)上，阻抗状态反调加调整供电状态的办法：电压波形的峰峰值和电流波形的峰峰值完全与原先调整阻抗状态的情况相反了，同时，调整供电状态的办法也可以用上了。这样就达到了一个出乎意料的结果：当把A类放大器的输出功率降低时，其效率仍然能保持在理论上能够达到的最高为50%的效率。

表1对图4所示5种改善放大器效率方法的具体效果进行了归纳，值得注意的是，放大器与这5种场景的波形所对应的输出功率是一样的。

常用方法

在对提高放大器效率的不同方法进行分类，并在理论上讨论了这些方法用在放大器的组成模块上所具有的效果之后（包括我们看到的用混合模式得到的优点很明显的效果），现在我们的讨论可以从理论过度到实践了。如图5所示，我们要根据工作原理来把最常用的提高放大器效率的方法进行归类。我们使用维恩图对这些方法进行归类，这有助于我们能够辨别出哪些方法是互补的，并且有可能进一步提高放大器的效率。

以多尔蒂放大器组件为例，在其内部，效率的提高是用调整阻抗状态的方法实现的，但是，在此基础上，放大器部件的效率，尤其是主通道放大器部件的效率，还是可以通过修改设计（例如把F-1类放大器的工作模式并入其中）再用调整供电状态和/或设计波形的方法进一步提高。

谐波负载牵引

在设计中的一个瓶颈是如何把理论方法应用到实际器件上，例如，氮化镓器件通常会对调整负载状态的方法反应敏感，在5到10:1的阻抗范围内可以运用这种方法。可是当把氮化镓器件用在多尔蒂放大器中时，能够适用的阻抗调节范围就只能在2到3:1的范围内了，在更大的阻抗范围内，多尔蒂放大器的结构无法把器件的潜在性能发挥到最大程度。

对于半导体器件技术，负载牵引测量方法有可能在一定的偏置条件下帮助用户确定器件呈现最佳性能的包络。可以用各种测量方法得到负载牵引测量结果，其中之一是用Maury Microwave的谐波负载牵引测量设备配合罗德与施瓦茨公司的ZNA系列矢量网络分析仪（图6）。把所选用的能把放大器效率显著提高的方法的理论数据与谐波负载牵引测量实际结果进行对比，就可以对所设计产品在性能上的差距进行量化分析，回答关于为什么实际产品的性能和理论的上限值之间存在差异的问题。或者，从另外一个角度，如果我们假定器件就是瓶颈所在，那么谐波负载牵引的测量数据也有助于人们在恰当的程度上使用最优的提高效率的设计方法，设计出让器件的性能达到最高的方案。

因此，现在有数种在设计中使用负载牵引测量数据的方法，这些数据来自于设置精密、测量结果重复性高的负载牵引测量系统。使用负载牵引测量数据的方法之一是创建器件特性和设计结构的数据库，以此能够对各种电路结构在采用提高放大器效率的不同方法时所取得的成效进行比较，例如，设计人员可以在诸如多尔蒂放大器、异相（Outphasing）放大器、平衡结构（Balanced）放大器上都使用调整负载状态的方法来提高它们的效率，并对取得的效果进行对比，等等。

图7给出了在放大器设计中会遵循的流程，设计人员根据流程来设置测量环境，得到测量结果，使用测量数据，并对器件的性能和所采用的方法进行评估。为了举例说明这种设计概念，我们用Maury的谐波负载牵引测量系统对一个从市场上购买的氮化镓晶体管（Wolfspeed的CG2H40010）的特性进行了测量，测量的基波频率为2GHz，直流偏置电流为100mA。通过对测量结果进行分析，能够了解该晶体管在多尔蒂放大器中所表现的性能，并与该晶体管本身所能呈现的最高性能进行比较。图8是这个单端结构的氮化镓晶体管的输出功率和漏极效率随输入功率、基波和谐波负载状态、供电电压变化而变化的分析结果。这个离散图说明了该器件的性能范围，从图中可以看到，如果希望漏极效率大于50%的话，那么输入功率的动态范围可以接近15dB。

对于多尔蒂放大器来说，输出功率和阻抗之间的关系可以用简化的方式定义为：

i_aux = 2 x i_main – 1，i_main是多尔蒂主通道晶体管输出电流的归一化值，其变化范围是0到1。

i_aux = 0，当 i_aux <0时，i_aux是多尔蒂辅助通道晶体管输出电流的归一化值。

主通道晶体管和辅助通道晶体管的归一化阻抗值分别是：

多尔蒂放大器输出功率中主通道晶体管和辅助通道晶体管的功率分量分别为：

在这个以多尔蒂放大器为例的分析中，我们在输出电流i_main和i_aux的关系中用的是理论公式，不过，它们之间的关系也可以用其它的表达方式予以改变，例如用平方律关系来表示辅助通道的输出电流，即：。在技术指标手册中，Z_main和Z_aux可能会标为任意值，但在这个举例分析中我们在开始进行查表运算之前会用10欧姆这个值作为阻抗的倍增数；除此之外，在做查表运算之前，我们还把谐波阻抗的值选为固定值。按照主通道器件和辅助通道器件输出功率和阻抗的定义，在提取漏极效率的过程中，查表运算是根据测量数据进行的，同时，查表计算也会使用以插值方法得到的间插在实际测量数据之间的数据。

当我们知道了主通道和辅助通道各自的输出功率和漏极效率之后，就可以计算出多尔蒂放大器的总功耗和输出功率。图9是用测量数据经过查表运算之后画出的多尔蒂放大器输出功率的仿真结果。因为在多尔蒂放大器中用了两个器件，所以放大器输出功率的能力应该比对单个器件进行仿真的结果高3dB，因此在图9中，我们增加了第二个比仿真结果高3dB的离散图，这第二个离散图即代表了放大器的性能极限。

在这里，多尔蒂放大器结构所采用的用调整负载状态来提高效率的办法（主通道器件的阻抗调整范围限定在2:1）再加上为了说明问题而选的任意阻抗轨迹，并没有把器件用阻抗调整方法本应开发出的潜力完全发挥出来，这实际上就好比器件是在用一档行车一样。虽然测量结果的区间显示出当漏极效率至少为50%或更高时，放大器可以有达到8dB动态范围的能力，但是多尔蒂放大器却只能发挥出其中的5dB，而且在其饱和输出功率中还丢失了几个dB。图10 是对同一个多尔蒂放大器在满量谐波和供电变化范围条件下进行测试，从测量结果得出的性能。从图中可以看到，如果把辅助通道晶体管所贡献的3dB功率算上，那么当效率达到50%或以上时，输出功率的动态范围几乎可以达到18dB。很显然，我们所举例的多尔蒂放大器效率的提升是得益于在设计过程中还增加使用了调整供电状态和/或波形设计技术的方法。

这个多尔蒂放大器的模型可以更为复杂，在不偏离基本设计流程的情况下把其它的效果也包括进去。也有其它的方法来提高放大器的效率，无论是用专门的方法或是用现成的办法，都有可能存在某种不同的提高放大器效率的办法把器件的最高性能发挥出来。除了本文所介绍的内容之外，使用不同的公式和查表参数可以对其它的概念进行分析，例如，使用异相结构的放大器，可以从输出信号幅度的反正弦余切函数推导出呈现在作为电压源的器件上的阻抗值。

结论

在本文中我们提出了对提高放大器效率的设计方法进行分类的建议，并且用A类和B类放大器举例描述了这些办法的效果，也考虑了有待发现的其它方法。本文表明在整个供电变化范围内，与提高放大器效率的机制同功的谐波负载牵引测量方法能够完全把器件的潜在性能呈现出来。

从测量结果来看，各种结构（例如多尔蒂放大器）的器件的性能都是可以预测出来的。最先进的器件，如本文所用的Wolfspeed的器件，能够呈现出比最先进的放大器结构还要好得多的性能。因此，对于那些负责开发高效的RFFE模块的工程师来说，在调整供电状态下做谐波负载牵引测试是可以设计出性能足够好的放大器的，这既适用于他们手边的日常工作，也是其工作的目标。

鸣谢

本文作者衷心感谢 Maury Microwave 提供测量数据。

参考文献

1.     Cripps, S. C., “RF Power Amplifiers for Wireless Communications,” 2006, Artech House, Norwood, Mass., Chapter 3.