Broadband, High Efficiency, Class J Power Amplifier Design Method with Compensating Drain-Source Capacitance

Zhiwei Zhang、Zhiqun Cheng和Guohua Liu，杭州电子科技大学；Steven Gao，肯特大学，英国坎特伯雷

（本页是纯文字版，点此阅读完整版全文）

摘要：利用漏极效率和漏极-源极电容与负载阻抗之比之间的关系，设计了一种宽带、高效的J类功率放大器（PA）。此外，在输入和输出端采用多段匹配以扩大带宽。采用这种方法和Wolfspeed CGH40010F GaN HEMT设计的宽频J类PA在1.4-3.6GHz范围内实现了40.0-41.5dBm的输出功率，漏极效率为60%-68%，相邻通道功率比优于-30dBc。

随着现代无线通信技术的快速发展，传输的信息量越来越大，需要更宽的带宽。这对无线发射机的宽带PA的设计提出了挑战。S.C. Cripps在2006年提出的J类PA¹利用漏极-源极电容C_ds来控制传统AB类功率放大器输出端的谐波，以实现高效率。²近年来，有几种扩大J类放大器带宽的方法被报道。^3-6 Saxena等³采用非线性嵌入方法设计了一个连续的J类PA，在1.3-2.4GHz范围内实现了63-72%的漏极效率。Friesicke等人⁴提出了一种具有复杂负载阻抗的电阻-响应式J类PA，以探索有损耗二次谐波负载的宽带J类设计中的效率-带宽的权衡。Andersson等⁵描述了一种带动态负载调制的J类PA，以获得一定动态范围内的输出功率和高效率，Huang等⁶报道了一种基于带相移参数的混合连续模式的宽带、高效率PA。

本文介绍了一种基于传统J类PA理论的设计方法，预测在C_ds/R_L一定范围内具有高效率。该工作分析了漏极-源极电容随漏极-源极电压的变化趋势，提出了一种补偿晶体管输出电容的电路，使C_ds/R_L能够保持在高效率范围内。设计并制作了一个宽带J类PA，对该方法进行了验证。

分析与设计

根据传统理论，一个理想的J类PA的晶体管输出电压可以表示为：⁴

其中I_max为漏极最大输出电流，I₁为输出基本电流，φ为导通角，C_ds为晶体管漏极-源极电容，θ为匹配电路相位的简单表示，其值由输出匹配电路各部分参数决定。

在理想条件下，漏极效率与X_Cds/R_L的关系如图1所示，¹当X_Cds/R_L的值在1-2.5之间时，漏极效率保持在理想的78.5%。

这个系列为设计宽频、高效、J类PA提供了更多的空间。

图1：漏极效率与X_Cds/R_L。

考虑到一个理想的B类放大器，R_L可以表示为：

其中R_opt为最佳负载阻抗，V_dc为漏极直流偏置电压。晶体管输出电容（pF）为：

其中，C_out是晶体管的输出电容，C_outo、A、B、C是与晶体管相关的常数。对于Wolfspeed CGH40010F GaN HEMT，C_out=0.95，A=1192.4，B=-0.0594714，C=-2.94696.7。

根据公式4，输出电容与漏极电压的关系如图2所示。当漏极-源极电压V_ds较小，即小于约28V时，随着漏极-源极电压的增加，晶体管输出电容呈非线性下降。超过V_ds=28V时，电容达到1.185pF的定值。

图2：输出电容变化与漏-源电压的关系。

由于输入信号功率水平对漏极信号功率的大小有直接影响，因此分别讨论低输入功率和高输入功率下晶体管输出电容的变化。对于低输入功率，与直流偏置相比，可以忽略漏极交流信号功率的影响。在直流偏置为V_ds=28V时，输出电容约为1.185pF，如果最大电流I_max约为1.5A，应用公式2和3发现，理论上高效率的工作频率范围为1.44-3.61GHz，相应的漏极效率为78.5%。对于大输入功率，漏极交流信号功率对直流漏极偏置有明显影响。对于V_ds=28V，输出电容是非线性的。图3显示了电容电抗、X_Cds和漏源电压之间的关系，随着频率的降低和漏源电压的提高，电容电抗增大。

图3：输出电容电抗变化与漏-源电压和频率的关系。

需要一个外部补偿电路来补偿电容的非线性变化，以便X_Cds/R_L能够保持在高效率区间。电容电抗X_Cds的变化范围为-5.88至-93.27Ω。图4中的区域1表明，从1.44到3.61GHz的最小电容值(1.18pF)的阻抗在-93.27到-37.20Ω之间变化，这对高漏极效率来说是理想的。区域2表示最大电容值(9pF)在相同频率范围内的阻抗为-14.73到-5.88Ω不等，在这项工作中，通过设计一个合适的输出补偿电路，将区域2的阻抗转化为区域1的阻抗(X_Cds/R_L=1至2.5)。图4中的电路是一个简单的两级微带串联电路和分流开路支路。通过选择合适的微带参数，这种简单的结构在输出端连接时可以提供所需的补偿。

图4：X_Cds的阻抗变换以补偿电容的非线性变化。

测量结果

为了验证设计方法，使用Wolfspeed CGH40010F GaN HEMT晶体管和Rogers 4350B基板制造了一个宽带、高效率、J类PA。器件的偏置电压为V_ds=28V、V_gs=-2.8V，为了实现宽带性能，在进行输入输出匹配时考虑了偏置网络，减少了宽频段的功率泄漏，提高了输出功率和效率。在输出匹配电路中嵌入了晶体管封装模型，以减少寄生响应的影响。此外，为了提高带宽，还采用了多级匹配方法。

图5为J类PA的原理图和照片。图6比较了1.4-3.6GHz频段内的增益、输出功率和漏极效率的测量值与仿真值。2dB压缩时的输出功率为39.7-41.2dBm，漏极效率为60%-68%，增益为9.8-13.2dB。图7显示了5MHz WCDMA信号的ACPR在该频段上为-27.1至-37.5dBc。

图5：J类PA原理图（a）和组装好的放大器（b）。

图6：测量与仿真的漏极效率、饱和输出功率和增益的对比。

图7：测量的ACPR。

表1将这些结果与其他已公布的宽带PA的性能进行了比较。虽然在大多数其他方面相似，但这种设计方法实现了更大的带宽：与其他设计所报告的45%-59%的范围相比，约为88%。

结论

确定了宽带、高效率、J类PA的最佳输出电容阻抗范围，并设计了相应的补偿电路。同时采用阶梯式阻抗电路进行输入和输出匹配，并考虑晶体管封装寄生效应，以扩大带宽。