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拓扑结构和寄生效应对SMT带通滤波器的影响

Daniel Swanson, DGS Associates

有一些表面贴装（SMT）滤波器可用于大批量应用，主要是在ISM（工业、科学和医疗）、手机和Wi-Fi频段。这些滤波器大多采用专有的LTCC、SAW和BAW技术。对于其他应用，则需要使用标准SMT电容器和电感器实现快速定制的滤波器。然而，在滤波器拓扑结构方面有一些有趣的选择，这些选择会对滤波器性能产生重大影响。Modelithics CLR Library¹和Cadence AWR Microwave Office软件²是探索这些问题和实现成功设计的正确工具。DGS Associates的等纹波滤波器优化器EQR_OPT_MWO也是设计流程中的关键工具³。

常规顶部耦合拓扑结构

在设计集总元件带通滤波器时，很容易从传统的顶部耦合并联谐振器拓扑结构（图1(a)）开始，这种拓扑结构在许多教科书中都有介绍。顶部耦合可以是电感式或电容式。在高阶滤波器中，这两种耦合的混合可以产生相当对称的阻带。对于物理上对称的滤波器，DGS Associates优化器将找到一个有或无损耗的相等纹波响应。这种拓扑结构的仿真频率响应如图1(b)所示。

图1 顶部C耦合带通滤波器原理图(a)。顶部C耦合带通滤波器频率响应(b)。

如图2所示，图1(a)的原理图转换为0402 SMT元件。第一个结论是，与理想原型相比，元件值发生了显著变化。该分析暂时忽略了微带结和孔，但包括焊盘堆叠。图3显示了图2中滤波器拓扑结构的仿真结果，在上阻带有一个明显的杂散响应，我们认为是电感器引起的。

图2 使用SMT元件实现的顶部C耦合带通滤波器。

图3 滤波器仿真，包括所有寄生效应，Sim_mode=0。

Modelithics库中的Sim_mode功能允许用户通过暂时使电感和电容理想化来做一些简单的实验。如图4(a)所示，将电感的Sim_mode=1设置为理想状态，杂散响应几乎不会发生变化。进一步测试表明，问题主要出在并联电容器上。

图4 所有电感器均为理想状态时的频率响应(a)。所有电容器均为理想状态时的频率响应(b)。

这似乎是多层SMT电容器的一个封装问题，并没有得到广泛的理解。这在很大程度上与电容值无关，但随着封装尺寸缩小，情况确实有所改善。即使这里使用的是Accu-P电容器（内部结构完全不同）⁴，也存在杂散响应问题。

最小C拓扑

如图5所示，所谓的最小C拓扑结构是将两个并联的谐振器转换为串联谐振器，并将其置于滤波器的输入和输出端。如图6所示，与顶部C耦合滤波器相比，杂散响应得到了改善。由于该网络缺乏顶部耦合拓扑结构的对称性，因此优化策略略有不同。在这种情况下，Modelithics模型中的专家模式被用来设置等效串联电阻（ESR）等于零。运行优化器的结果是通带中的纹波响应相等。当收敛结果令人满意时，用户可以将ESR设置改回默认值。

图5 N=3最小C拓扑带通滤波器。

图6 采用SMT元件的频率响应。

Cauer-Chebyshev椭圆函数拓扑

再增加两个元件，就形成了N=3的Cauer-Chebyshev椭圆函数拓扑结构。这种拓扑结构如图7所示。如图8所示，与最小C拓扑相比，Cauer-Chebyshev椭圆拓扑具有更低的插入损耗和更陡峭的阻带抑制。考虑到插入损耗和实际元件值，15%到20%的带宽和-30dB的阻带最小抑制似乎是这种拓扑结构的最佳点。这些滤波器的中心频率为900MHz至6GHz。这种拓扑结构可以使用Cadence AWR iFilter进行合成。查找表可以在参考文献5中找到。

图7 N=3的Cauer-Chebyshev椭圆函数滤波器，所有电感器位于公共结点。

图8 图7拓扑结构的频率响应。

在优化这种拓扑结构时，输入和输出端的串联电容或串联电感保持不变，从而设定滤波器的回波损耗水平。在并联臂中，每个元件都保持不变，以设置传输零点位置。优化收敛后，可以修改这些固定元件，以微调回波损耗和零点位置。由于优化非常快速且可重复，因此调整过程非常迅速。

在确定了Cauer-Chebyshev拓扑结构之后，出现了一个问题，即串联谐振器中元件顺序的重要性。如果元件是理想的L和C，则显然不重要。然而，考虑到所有SMT元件的寄生效应以及SMT电容器的特殊问题，元件的顺序很可能会产生重大影响。

为确定效果进行了实验。在一次实验中，如图9所示，电容器被放置在中央的公共结点处。结果如图10所示，杂散响应更接近通带边缘。这是一次实验的结果，还可以研究其他几种布局方案。

图9 N=3的Cauer-Chebyshev椭圆函数滤波器，所有电容器均位于公共结点。

图10 图9拓扑结构的频率响应。

看看这两种方案的最终元件值与理想的集总原型的比较也是有趣的。表1对此进行了比较。在电感位于公共结点的优选情况下，电感较小，电容较大，通常更容易实现。当电容位于公共结点时，情况恰好相反，与理想原型相比，电感更大，电容更小。

应用

这项工作的最初动机是为先进的手持收发器设计一个预选器开关滤波器组。该滤波器组覆盖0.9至6 GHz，具有8个等百分比带宽滤波器。为了节省空间，分流臂折叠在输入/输出谐振器旁边，这给测量结果与建模结果之间增加了一点不确定性。对分流电感的直角连接进行了一些电磁建模。未来的SMT三维有限元模型可能会考虑元件之间的杂散耦合。

开关滤波器组最低频率通道的滤波器布局如图11所示。到目前为止的分析允许SMT元件值是连续的。在最终优化中，这些值被设置为最接近的标准值，并对元件间微带线的宽度和长度进行了最终优化。由于设计过程中的实际情况，对于任何声称能够自动选择标准值并在通带中找到相等纹波响应的软件，都应持一定的怀疑态度。

图11 预选器开关滤波器组通道1的滤波器布局。

预选器开关滤波器组的通道1和通道2无需调谐就具有可接受的开启性能。通道1的传输和反射特性如图12所示。响应显示，阻带杂散预测非常好。从通道3开始，对元件值进行了小幅修正。通道7和通道8的设计需要调整，将电感器的间距拉大，并用印刷传输线取代一些小值SMT电感器。图13显示了8通道预选器开关滤波器组中整套滤波器在调谐和一次布局调整（spin）后的性能。

图12 通道1滤波器的预测响应与实测响应对比。

图13 调谐和一次布局调整后开关滤波器组的性能。

另一个有趣的例子是为Abside Networks⁶设计的三工器，它覆盖了L、S和C频段的小段。其应用是定制的低功耗LTE基站。该设计也使用Cauer-Chebyshev滤波器作为基本构件。等纹波优化器可以像处理单个滤波器一样轻松地处理这种情况，并且在开发过程中可以同时优化所有三个通道。三工器的布局如图14所示。在这个设计中，S波段和C波段滤波器的并联电感是通过印刷线路和通孔电感实现的。

图14 SMT三工器布局。

图15显示了SMT三工器设计的仿真性能，图16显示了电路的测量性能。与前面的示例一样，为获得这些结果需要进行少量的调谐。但是不需要进行布局调整。

图15 SMT三工器仿真结果。

图16 调谐后的SMT三工器的测量结果。

PCB蚀刻分布式滤波器

在带通孔的多层印刷电路板中，顶层金属厚度通常约为0.002英寸，通孔位置的公差不超过±0.003英寸。这些条件使得任何一种分布式滤波器都很难实现高精度，而且在较低频率下滤波器也会很大。图17(a)显示了3.5GHz数字间（interdigital）滤波器的布局，图17(b)显示了5.8GHz数字间滤波器的布局。这两个微带数字间滤波器都是在0.012英寸厚的Rogers 4003材料上制造的。滤波器的相对尺寸可以根据SMA连接器的尺寸来确定。在设计和制造过程中，每个滤波器都有光刻金属盖。

图17 3.5GHz数字间滤波器(a)。5.8GHz数字间滤波器(b)。

微带数字间滤波器的设计对谐振器接地孔的绝对位置以及金属图案与接地孔的对齐非常敏感。很容易想象出谐振频率在蚀刻滤波器中的随机分布。3.5GHz滤波器的测量数据和仿真结果见图18(a)，5.8GHz滤波器的测量数据和仿真结果见图18(b)。制造完成后对这些滤波器进行任何调谐都非常困难。

图18 3.5GHz滤波器的测量和仿真结果（红色为仿真结果）(a)。5.8GHz滤波器的测量和仿真结果（红色为仿真结果）(b)。

结论

对于6GHz以下的频率，实现滤波器的集总元件方法具有显著的优势。对于中等到较宽的带宽，这些技术可以通过SMT方法产生有用的结果，特别是如果设计者意识到寄生效应和滤波器拓扑结构对设计选择的影响。在较低频率下，SMT滤波器比分布式滤波器更小，具有更宽的阻带，必要时更容易调谐。

参考文献

1. Modelithics CLR Library, Modelithics, Inc., Web: www.modelithics.com.
2. Cadence AWR Microwave Office, Cadence Design Systems, Inc., Web: www.cadence.com.
3. EQR_OPT_MWO Optimization Software, DGS Associates, LLC., Web: www.dgsboulder.com.
4. 4. Accu-P Capacitors, KYOCERA AVX, Web: www.kyocera-avx.com.
5. J. K. Skwirzynski, “Design Theory and Data for Electrical Filters,” D. Van Nostrand Company LTD, 1965.
6. Abside Networks, Inc. Acton, Mass., Web: www.abside-networks.com.