一个成功的功率放大器（PA）设计需要各种各样的设计工具。小信号S参数将为小信号稳定性、功率增益、所需输入和输出端接网络提供方法，以实现一个共轭匹配网络。这些技术非常适合在小信号机制下工作的器件。不过，较大的输出功率需求会使器件受到较大范围工作电压和电流的影响，因此，需要有额外的措施。输入设计空间的更多参数包括功率、效率、线性度、谐波失真和热考虑，及其对器件可靠性的影响。这些新增因素要求非线性方面的有源负载牵引（load pull）¹和针对测量和建模过程的多谐波失真²，以及适用于仿真谐波平衡³ 的器件建模。不过，在所有情况下，这些共同努力产生的输出是由输入和输出匹配网络（IMN、OMN）提供的一组有源器件输入和输出端接，即Zs和ZL。这些匹配段满足了性能标准，同时便于大型功率器件在系统阻抗条件下工作。此外，网络还提供了有源器件偏置并共同形成了一套偏置器（bias tee）。有源负载牵引的实地测量过程是将器件置于大信号操作，注重的是器件的热性能和电气性能。PA设计重要的第一步是作为端接阻抗函数的器件性能的表征。首先进行的小信号输入电平有源负载牵引提供了类似S参数数据采集的器件信息。

负载牵引系统和程序

小信号S参数数据采集应在负载牵引操作之前进行。需要评估器件的稳定性和潜在的不稳定端接区。功率器件不能应力过大，否则器件可能进入不受控的振荡而损坏，导致错误数据和损坏测试装置（test set）。在测试装置的输入或输出端加入串联或并联电阻损耗将可稳定有源器件。最后，S参数将指导选择适当的输入和输出负载牵引阻抗区，以实现功率增益。

图1：2.2 GHz条件下给定端接阻抗功率和效率之间的折衷。

在大功率晶体管方面，目标是要找到器件的输入和输出端适当的实部和虚部（real and imaginary）端接阻抗，从而以最小的失真和器件发热的有害影响最大限度地提高器件的输出功率。这些端接阻抗取决于频率，必须在多个频率获得，以便绘制出阻抗轨迹与频率的关系。

功率增益、输出功率和漏极效率是由负载牵引等位线（contour）提供的参数。相等值的等位线映射很有用；不过，其依赖和折衷目前尚不清楚。相反，参数设置之间的结合关系提供了一个要寻找的简洁目标。这种关系如前所述⁴；不过，生成等位线的方法基于内在功率器件的简化模型，没有直接针对在这项工作中所采取的做法：温度。

组合搜索参数方便负载牵引端接选择

从历史上看，输出功率、漏极效率和功率增益是负载牵引等位线提供的三个主要器件参数。这些参数所提供的阻抗等位线本身很有用；但是，确定如何折衷这些参数，达到最大的器件性能并不一定是一个简单的过程。通常情况下，绘制的扇形线（a）（见图1）可在输出功率（b）和效率（c）之间建立一个折衷。为了应对这一挑战，对通过耗散功率等位线，利用这些参数之间的结合关系提供额外简洁的设计目标进行了探讨。

增加工作电压和消耗大量DC电源的能力让人们更加关注器件的可靠性和鲁棒性。一个可靠的功率放大器设计高度依赖于在相应器件结温下控制的输出功率。例如，硅上氮化镓（GaN-on-Silicon）的Arrhenius图可使结温每降低20℃的平均无故障时间（MTTF）提高约10倍⁵。因此，任何结温的降低都可以对器件的可靠性产生很大的影响。

图2：用来描述封装器件温升的红外摄像机。

图3：铜钼铜（a）和铜钨（b）封装的温升。

结温TJ依赖于热阻、器件漏极效率、输出功率和功率增益。此外，将晶体管附加在封装上的材料和方法也会影响TJ，而且这些项目也会影响器件的热阻抗Rth。这四个参数绑在一起，就形成了一条等温线，它揭示了端接可最大限度地减少一个特定输出功率下的TJ。确定器件的热阻抗的最初关键是创建等温线。这些等温线随后映射到器件端接阻抗。由一台红外线（IR）摄像机提供的热特性如图2所示。冷却摄像系统并保持高光灵敏度是其操作的要求。器件的温度分布和受封装影响的热阻抗的明显区别如图3的红外摄像机图像所示。两个封装之间的器件温升的较大差异靠近器件b的漏极端接，由白色光点显示。

能量守恒决定了进入有源器件的总功率，即RF和DC输入功率与总输出功率的总和，以及因热或耗散引起的RF功耗和功率损失。

因此，

可重写方程1，得到，功率增益Gp和DC到RF漏极效率h是隐式的（implicit）。晶体管的功耗由下式给出

结温与耗散功率的乘积和器件的热阻有关，

参数T0是底板温度。如果根据功率附加效率（PAE）改写方程3，即可完成这些计算。使用方程2合并功率增益和漏极效率，得出

负载牵引数据收集提供了漏极效率、输出功率和功率增益与阻抗关系的等位线。一旦确定了热阻（通常用红外热成像摄像机），就可以计算器件结温温升。

使用方程2和3，计算出结温温升和由此产生的热等位线，由此产生了可用于选择最佳器件阻抗的第四个参数。使用热等位线的目的是选择所需功率、增益和漏极效率共存的阻抗区域，然后集中在该区域实现最低的结温温升。这种方法将为设计师提供一个阻抗设置，不仅优化了器件的RF性能，而且还最大限度地提高了器件的可靠性。在某些情况下，其影响可以将器件寿命增加一个数量级。

图4：2℃增量条件下的开放等温线（a）和0.25 dB步长的输出功率闭合等位线。

在这项工作中，最佳负载阻抗的定义是指最大限度地降低结温温升，同时满足针对性输出功率的阻抗。在图1中显示了一个40 μm栅极间距的24 mm硅上氮化镓HFET⁶在2.2 GHz条件下的典型功率输出和漏极效率，而相同频率的Tj分布如图4所示。在所有情况下，底板温度T0均保持恒定在25℃，测得的热阻为1.8℃/W。

效率的步长是1％，而温度步长为2℃。漏极效率的范围覆盖了9%，而温度跨越了30℃范围。功率等位线由47.5 dBm的峰值功率和连续功率步长组成，在峰值以下为0.25 dB。适当的负载端接阻抗ZL，及其对结温影响能力的评估如图4和图5所示。84℃的较低TJ发生在最大漏极效率ZL附近，并有一个实际的端接，其值低于峰值功率ZL。例如，图4的47.25 dBm等位线显示了相同输出功率在TJ方面30℃的差异。

图5：2℃增量条件下的开放等温线（a）和0.25 dB步长的输出功率闭合等位线。

宽带设计应用

在温度升高方向的一个温度梯度矢量点有效整合了漏极效率、输出功率和功率增益等位线。在不同频率下，矢量的角度会有所不同。这在图5中有所说明，其显示的温度梯度随着1至2.2 GHz的频率的变化以反时针方向旋转。温度和功率步长分别为5℃和0.5 dB。

在1 GHz条件下，端接的实际阻抗下降增加了温度，而在2.2 GHz时情况刚好相反。对于相同的输出功率，存在的多个阻抗点提供了不同的温升。例如，在1 GHz条件下，图5（a）比图5（e）的温度低25℃。放大器和方便阻抗匹配的宽带应用需要热阻抗点与频率离的不太远，并最接近图表中心。在1 GHz时，虽然可能有较高的输出功率，但会冒较高TJ的风险。从本质上讲，输出功率的增加不会因漏极效率的较大增幅而得到补偿。此外，如果阻抗点受限于匹配网络，在较低频率下TJ就会增加，因为这些阻抗点不太令人满意，请参阅图5（e）与5（a）。聚类（clustering）阻抗值以方便宽带匹配需要目标阻抗设置来满足图5中的（b）和（e），而不是（a）。在1 GHz条件下，因此而增加的温度TJ是显而易见的。优化的热漏极阻抗轨迹在相反方向迁移；较低的频率有利于提高实际阻抗，较高的频率有利于降低实际阻抗。

在单独考察放大器效率时，端接选择的影响尤为严重。看看器件在2.2 GHz和47.5 dBm的恒定输出功率很有启发，如图6所示。在恒定输出功率下，功率增益几乎是恒定的，最大漏极效率完全吻合最低TJ。在这个功率输出区域，TJ的值变化超过了55℃。因此，ZL的选择对TJ有明显的影响，进而影响这个器件的可靠性。不同于显示输出功率范围的传统负载牵引等位线，当输出功率保持不变时，等温线恰恰对齐了漏极效率的等位线。由于漏极端接的选择（见图6a和b），在2.2 GHz单一频率下，结温差异是显而易见的，推高了该曲线。选择了两个选定的端接阻抗，一个在低TJ（a），一个在高TJ（b）。由此产生的温升与输出功率的对比如图7所示。在（a）处，器件引线的端接是2.51-j3.72Ω；而（b）处是3.68-j5.05Ω。在适度的输出功率条件下，TJ差异至少是30℃。

图6：2.2 GHz的恒定输出功率区域显示了从80℃到135℃的多条等温线。

图7：结温温升是两个所选2.2 GHz漏极阻抗输出功率的函数。

这项工作适用于在脉冲模式下运行的功率放大器。等温线可利用效率、输出功率和热阻参数进行简单的线性缩放。虽然这些元素将把数值略微从连续（CW）操作转到脉冲操作，但在有源负载牵引过程中，这种转变会得到正确的捕获。不过，当器件在脉冲模式下运行时，应该捕获到来自红外扫描的热阻值，而且与CW模式应该没有什么不同。

图8：测量得出的结温温升提升了功率放大器的特性。

图9：从测量获得的仿真漏极端口反射系数与频率（0.8至2.2 GHz）的关系（a），在1.1 GHz为三角点，在1.7 GHz为方点，1.9 GHz为圆点。

电路实现和结果

覆盖1.2~1.9 GHz的宽带应用的设计方法始于负载牵引数据收集。在负载牵引过程中，最大输出功率限制在47.5 dBm，接近60 W。测量和计算出来的负载牵引参数和测得的Rth随后用于生成每个频率的针对70℃目标TJ的最佳阻抗。这构成了一个负载阻抗表。首先通过搜索最大Gp找到每个频率的源表，并沿着相关恒定电抗等位线移动，同时旨在增加源的实数部分（real part）。这种方法的结果改善了线性度，并进一步加强了输入匹配网络设计的宽带能力。

图10：漏极侧的偏置线和端接或输出匹配网络，SMA测量在左侧装接。

阻抗表用来构建涵盖1.2~1.9 GHz频率范围的宽带放大器电路。Pout和TJ与宽带板频率关系的测量结果如图8所示。通过其反射系数对功率放大器漏极端口阻抗的测量和协同仿真，图9（a），以及等温线的覆盖，显示了与完整放大器测量良好的一致性，图8。放大器反射系数在900 MHz未命中目标热等位线，在1.2~1.9 GHz工作时完全居中，超过1.9 GHz时脱靶（off target）。

测得的放大器OMN显示在图10中，漏极反射系数需要用电磁仿真（EM）工具进行建模和协同仿真。漏极反射系数测量有助于SMA连接器装接（launch）。不过，在连接器装接和功率放大器封装引线之间存在着35.2 ps延误的很大电气差异。验证卡测量需要VNA校准。然后，在VNA中启用端口扩展，并在测量过程中用来解决SMA延迟。测量卡完全仿照了分立元件和传输线路EM仿真。EM仿真是使用AXIEM完成的⁷。这一卡上传输线路的初始仿真的装接边缘端口是SMA引脚的宽度。随后，在卡的模型和仿真与测量数据一致后，需要另一个EM仿真，现在其边缘端口装接是封装引线的宽度。生成的最后仿真结果显示在图9（a）当中 

结论

本文提出了一种PA设计技术，重点是精心挑选端接阻抗来控制器件的温升。来自传统负载牵引数据的热等位线进行了后处理。在测量的1.2~1.9 GHz条件下，60 W放大器设计演示了方法的相关性。电路测量和仿真与验证要求用EM进行协同仿真和所有分立元件的建模。这项工作中所述的技术有助于端接的选择，因为目标简洁，它不容易出错。

鸣谢

作者感谢Michael Kendall广泛的数据收集和后处理测量。

参考文献

1. I. Angelov, H. Zirath和N. Rorman, “一种HEMT和MESFET器件的新的实证非线性模型”，IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 40, No. 12, December 1992, pp. 2258-2266.

2. J. Verspecht和D.E. Root, “多谐波失真建模”，IEEE Microwave Magazine, Vol. 7, No. 3, June 2006, pp. 44-57.

3. D.E. Root, J. Xu, J. Horn, M. Iwanto和G. Simpson, “用NVNA和X参数器件建模”，2010 IEEE Workshop on Integrated Nonlinear Microwave and Millimeter-wave Circuits (INMMIC), pp. 12-15.

4. B.W. Leake, “利用负载牵引数据分析构建功率耗散和效率等位线”，1983 IEEE ARFTG Conference Digest, Vol. 3, pp. 31-38.

5. S. Singhal, T. Li, A. Chaudhari, A.W. Hanson, R. Therrien, J.W. Johnson, W. Nagy, J. Marquart, P. Rajagopal, J.C. Roberts, E.L, Piner, I.C. Kizilyalli和K.J. Linthicum, “大周边硅上氮化镓HFET的可靠性”，Microelectronics Reliability, Vol. 46, No. 8, August 2006, pp. 1247-1253.

6. Nitronex Corp., NPT1014数据表, www.nittronex.com

7. Applied Wave Research, AXIEM, www.awrcorp.com

Alan Victor持有北卡罗来纳州立大学博士学位。他是Nitronex公司的首席工程师，目前的兴趣是利用硅上氮化镓开发微波功率放大器和MMIC设计。加入Nitronex之前，Victor博士曾在IBM微电子部、Harris Microwave和摩托罗拉通讯部工作。他共同创立了一家无线数据通信公司，拥有10个授权专利，发表了超过100篇文章。

Walter Nagy拥有超过25年的微波经验，自2001年以来担任Nitronex公司的首席工程师。Nagy目前的角色是Nitronex的48 V GaN产品线RF技术负责人，并支持先进技术的开发。他拥有高功率负载牵引测量、非线性器件建模、器件热仿真和器件极鲁棒性及可靠性测试方面的丰富经验。在加入Nitronex之前，Nagy曾负责应用工程，为无线基础设施和宽带军事应用开发评估板和从事客户支持。