射频集成电路设计流程中的误差矢量幅度预测

Predicting EVM in the RFIC Design Flow

Haim Spiegel，是德科技，美国加州圣罗莎；

Solon J. Spiegel，RIO SYSTEMS，以色列Giv’at Shmuel

高数据速率无线通信系统需要高频谱效率、高功率效率和低信号失真。问题在于，低信号失真是通过饱和区域大量的信号回退获得的。随着信号回退量增加，非线性失真会下降，但其代价是损失功率效率。误差矢量幅度（EVM）是用于评测发射信号质量的常见品质因数，因为它与整体信噪干扰比（SNIR）¹有关。在射频集成电路设计流程中量化EVM变得越来越重要，尤其是在高阶调制传输系统中²。这是因为在射频集成电路设计和优化阶段进行全面的EVM分析，对打造在宽大输出功率范围内具有最佳EVM性能的系统至关重要。

预测EVM的问题

传统的射频集成电路设计流程使用连续波（CW）激励来评测信号完整性、非线性项（如三阶互调产物和子系统的非线性压缩点）。不过在使用连续波激励时，测试人员虽然可以迅速洞察系统性能，但却无法深入了解非线性失真对调制精度的影响。另一种替代方案是在射频集成电路设计流程中使用调制信号。然而，由于具有强非线性特性的晶体管级设计需要进行高阶调制，仿真时间会很长，所以这种方法并没有得到广泛使用。仿真环境的复杂性也带来了挑战。EVM评测通常只在设计完成后进行，而不是在射频集成电路设计流程中进行。通过在设计阶段不考虑EVM分析，而是优化电路，使之在大范围的输入功率电平和多个电路条件下达到最低EVM，可以在EVM方面实现次优的集成电路性能。

对于一系列级联元器件的三阶截获点，传统的表达式会导致在较大的输入功率级别范围内对误差矢量幅度做出的预测不是非常准确：

其中G1是第一级增益，I_P3,i表示第i级的三阶截获点。

考虑图1所示的相控阵发射机/接收机（T/R）前端的简化框图。非线性元件是功率放大器（PA）和核心集成电路(IC)。后者负责相位和幅度控制，以获得特定的波束赋形特性。不同于三阶截获点，核心集成电路和功率放大器的非线性特性通过AM-AM和AM-PM功能加以描述。这些功能可以更准确地描述系统的非线性特性。通过AM-AM和AM-PM失真来定义图1中的简单子系统，并且考虑到核心集成电路和功率放大器各级的静态工作点会随着输出功率电平发生变化，想要获得具有最佳EVM的射频子系统设计变得非常具有挑战性，部分原因是核心集成电路和功率放大器之间的功率电平和静态电流可以形成多种组合，可能导致饱和功率电平相同，但EVM性能却大不一样。

图1：相控阵中的T/R前端的简化框图。

许多现代无线通信系统采用正交频分复用（OFDM），具有64-QAM或更高阶调制以及40MHz或更高带宽。系统通常要求EVM不超过1.8%，这就需要对系统进行仔细的优化。将严苛的EVM要求转化成实际的射频集成电路设计流程，对于交付具有高功率效率和优异EVM性能的系统至关重要。

失真和EVM

为了更好地理解AM-AM和AM-PM非线性特性及其与EVM的关系，请参见图1。双向T/R前端包括矢量调制移相器、低噪声放大器、功率放大器和双向传输开关。通过改变核心集成电路不同放大单元的增益，可以对幅度加以控制。在射频频率下实现可变增益放大，常用的方法一般是改变器件的偏置，从而改变静态电流。通过改变静态电流，器件的跨导会发生变化，电压增益也是如此。除了幅度控制外，核心集成电路的非线性特性也会随着静态电流发生变化。图2所示为180nm CMOS核心集成电路的仿真AM-AM和AM-PM失真与输入功率和偏置的关系。查看这些曲线并不能让工程师清楚地了解EVM在大范围输入功率电平和调制格式上的最佳工作点。

图2：仿真的核心集成电路AM-AM（a）和AM-PM（b）失真。

图3所示为传统输出与输入功率表征，它针对不同输入功率电平下的EVM提供的信息更少。通常的做法是粗略估计从1dB压缩点回退的功率量，以定义最大线性输出功率。例如，可以使用图3中的曲线并选择13dB的回退，这样256-QAM OFDM的线性输入功率大致可定义为-22dBm。通过将偏置点从0.54V变为0.59V，可获得约12dB的增益控制。

图3：核心集成电路的输出功率与输入功率。

图4所示为具有256-QAM和40MHz带宽的核心集成电路的仿真EVM，使用了与图2和图3相同的偏置条件。随着偏置电压接近0.54V的阈值，EVM与输入功率下降，并且电压增益迅速下降（图3）。图4所示为操作条件对EVM的影响。在非常高的输入功率电平下，核心集成电路在压缩模式中工作，偏置点对EVM几乎没有影响。随着输入功率下降，在偏置电压为0.57V时可获得较低的EVM。对于低于-32dBm的输入功率电平，高偏置电压（0.58V和0.59V）可提供较低的EVM。由此可以得出结论，仅仅通过检查从连续波激励推导出的集成电路非线性特性来确定EVM几乎是不可能的。在射频集成电路设计流程中必须要进行全面彻底的EVM分析，以优化电路条件，实现最小的EVM。此外，图1中T/R前端的子系统实现和具有可调权重功能的空间滤波器要求将综合EVM仿真作为射频系统设计流程的一部分。

图4：核心集成电路的仿真EVM与偏置。

设计流程中的EVM

上一节描述了将EVM分析整合在射频集成电路设计流程中以便进行高阶调制的重要性，高阶调制为64-QAM甚至更高，其中要求EVM低于-30dB。图5所示为可用于EVM分析的两个射频集成电路设计流程。图5a为传统的EVM仿真流程。这里，射频集成电路设计的验证方法，包括电路级的过程电压和温度（PVT）变化分析，系统级的版图验证、功能验证和EVM验证，都在设计结束时进行。只在验证阶段进行EVM分析，而在设计阶段不考虑，有可能导致设计达不到最优，并减缓整个设计流程。发生后一种情况一般是因为必须对电路进行重新设计，因为器件的静态点必须改变才能满足EVM性能，这只在需要严格的EVM指标时才会发生。

图5：传统设计流程（a）和整合了EVM分析的调整流程（b）。

在射频集成电路设计流程中引入EVM仿真会带来一些困难。这是因为与基于连续波激励的仿真相比，EVM仿真较慢，设计环境与正常的射频集成电路的设计环境不同。用于EVM分析的完整晶体管级电路描述非常耗时，并且对于EVM分析来说过于复杂。图5b所示的射频集成电路设计流程提供了一种方法来克服这些限制：将各种偏置条件下的非线性AM-AM和AM-PM特性，包括额外的小信号和噪声参数，自动插入到.s2d文件格式的GCOMP7选项中。得到的.s2d文件定义了用于EVM仿真的非线性放大器的特性。

图6所示的测试台使用是德科技先进设计系统（ADS）对实施的EVM进行评测。为了进行EVM分析，其使用了一个256-QAM、40MHz带宽的信号，并且配置了输入功率电平和偏置电压参数，包括在11个偏置条件下仿真的33个功率电平，得出363个不同的仿真条件。与基于晶体管级别设计的仿真相比，基于.s2d文件的EVM仿真只需要很短的时间。由于电路的复杂性和所需的仿真时间过长，在图6b所示的设计流程中分析晶体管级设计仿真显得不切实际。使用.s2d格式文件建模的相同电路只需要几秒钟即可分析EVM，使得EVM仿真时间显著减少，从而可以将EVM分析实际整合到射频集成电路设计流程中。

图6：使用是德科技ADS软件的EVM仿真测试台。

仿真结果和测量结果

使用基于.s2d文件格式的电路表达式和图6所示的测试台进行EVM仿真，以便与测得的EVM进行比较。仿真中使用了一个256-QAM、40MHz带宽的调制信号。在进行EVM评测之前，首先使用频谱和网络分析仪进行AM-AM和AM-PM失真测量。图7所示为被测器件（DUT）的非线性特性测量结果。测试系统创建了一个.s2d文件格式来描述被测器件的小信号特性和大信号特性。GCOMP7选项用于对非线性特性进行建模。

图7：在被测器件上测得的AM-AM和AM-PM失真。

图8所示为EVM测量系统。它执行功率校准以确定被测器件的非线性表征以及EVM测量期间的输入功率电平。为了确保输入功率的准确性以获得准确的EVM读数，矢量信号发生器的输出功率保持不变，但施加于被测器件的不同输入功率电平会通过外部可变衰减器改变。电缆损耗从测量结果中提取并去嵌入。

图8：使用Keysight E4438C矢量信号发生器和N9020A信号分析仪测量EVM。

EVM的测量和仿真结果如图9所示。在中高输入功率下，仿真和测量结果基本一致。当功率水平低于-25dBm时，测量设备的灵敏度会将测量EVM的能力限制在-45dB以下。结果显示出评测EVM的重要性，特别是在中等功率电平下，此时的结果高度依赖于非线性电路的幅度和相位失真特性。

图9：仿真EVM与测得的EVM。

结语

将EVM分析整合到射频集成电路设计流程中的重要性怎么强调都不过分，特别是对于EVM指标低于-30dB的系统。如果设计流程中不包括EVM，那么在不同的输入功率和偏置条件下，完整的射频子系统可以得到次优EVM。输出阶段偏置发生的小变化会在很大的输入功率范围内导致EVM相差极大。幸运的是，通过AM-AM和AM-PM表征，以及将其加入.s2d格式文件中，可以大大减少EVM评测的仿真时间。使用这种方法将EVM评测整合到设计流程中，工程师可以在很短的时间内仿真与测得的EVM非常一致的EVM。

致谢

作者谨向 K. Manin、I. Levie、P. Steinberg 和 E. Turgerman 表示感谢，他们提供了富有成果的讨论和测量支持。

参考文献

1. R. Hassung et al., “Effective Evaluation of Link Quality Using Error Vector Magnitude Techniques,” Wireless Communication Conference, pp. 89–94, 1997.
2. P. Naraine, “Predicting the EVM Performance of WLAN Power Amplifiers with OFDM Signals,” Microwave Journal, May 2004.